La mesure de distance sans contact est un champ d'application vaste et passionnant. Aujourd'hui nombre de techniques permettent cela en faisant appel aux différents domaines de l'électronique. L'optoélectronique est ainsi utilisée pour les mesures où la précision est requise, on utilise alors le principe de l'interféromètre de Michelson, associé au laser. Ici il n'est pas question de techniques onéreuses et complexes, mais d'une application simple tirant partie du temps de propagation d'une onde ultrasons.
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Lors de la conception du télémètre il
m'a paru important de simplifier au maximum
l'utilisation de cet outil. Il n'est doté que d'un
bouton poussoir afin de lancer une acquisition, et d'un
afficheur LCD pour visualiser la distance en cm. Pour mesurer une distance, l'utilisateur n'a qu'à diriger la tête de l'instrument vers une surface et appuyer sur le bouton. On peut lancer plusieurs mesures puis en faire la moyenne afin de s'affranchir des perturbations extérieures. Attention : la mesure de distance s'effectue depuis la " tête " de l'appareil. Remarque : Si la distance dépasse 999 cm, l'afficheur clignote pour indiquer qu'il y a dépassement de la gamme de mesure. |
Il est basé sur la mesure du temps écoulé entre l’émission et le retour de l’écho. Le système de contrôle remet le chronomètre à zéro puis commence l’émission ultrasonique. L’onde ultrasonore se propage à la vitesse du son dans l’air environnant, soit 342 m/sec. Dès qu’un obstacle est rencontré, l'écho revient vers le transducteur qui stop le chronomètre dès réception du signal.
Le résultat sortant du chronomètre ne subit aucune modification avant affichage. En effet, nous avons opté pour qu’une impulsion d’horloge corresponde à 1 cm effectué par l’onde sonore. Sachant que le son met 1s pour parcourir 343 m, et que nous voulons 1 cm, cette distance sera donc parcourue en T = 29.23 µs. Etant donné que ce signal effectue l’aller-retour, il faut donc multiplier ce temps par 2 d’où T = 58.47 µs. Nous devons donc générer une fréquence d’horloge de 17.1 KHz.
Remarque :
Le son a une vitesse de 343 m/s à 20 C° et de 331 m/s à 0 C°,
ceci influence la mesure de manière significative. Il faut pour
pallier au problème de variation de vitesse, étalonner le
télémètre à la température où on envisage de l'utiliser.
Les schémas sont disponibles en ligne :
Ils sont disponibles également en téléchargement (sous forme d'archive zip) :
Comme il a été dit plus haut, le protocole de mesure a été réduit à sa plus simple expression. En effet, le télémètre ne dispose que d'un seul bouton poussoir qui va, lors de l'acquisition d'une mesure, entraîner tout d'abord un reset puis va lancer l'opération de mesure proprement dite.
Le bouton poussoir qui est placé en série avec une résistance de rappel à la masse de 100 KOhm, va attaquer le premier étage d'un circuit monostable 4538, dont l'entrée est sensible au front descendant. La durée de son état instable est fixée à 290 ms environ. En sortie de ce monostable, se trouve une association résistance, diode, condensateur, formant ainsi un générateur d'impulsion. Cette impulsion sert au reset des compteurs que nous verrons plus loin. Cette même impulsion est également envoyée à l'entrée d'un inverseur de Schmitt dont la sortie attaque le second monostable qui, lui-même sensible au front montant, va, pendant une durée de 10 micro-secondes, imposer un zéro logique à l'entrée S\ (mise à 1) de la bascule R\-S\, provoquant ainsi la mise à 1 de la sortie Q de notre bascule constituée de deux portes Nand à trigger de Schmitt (un 4093).
Comme nous venons de le voir, lors du lancement de l'acquisition d'une mesure, la sortie Q de la bascule R\-S\ passe à 1. Cette sortie étant reliée à un circuit timer 555 (555b sur le schéma) câblé ici en astable et plus précisément à son entrée de reset, va donc le libérer et lui permettre de rentrer en oscillation à une fréquence de 40 KHz (fréquence fixée par quelques composants externes). Cette même fréquence n'étant pas choisie au hasard, il s'agit de la fréquence d'oscillation des transducteurs à ultrasons. Un transistor en commutation a été placé en sortie du 555 car seul, il ne générerait pas un courant suffisant à l'émetteur ultrasons. En parallèle avec l'émetteur, dans le circuit de collecteur du transistor BC 547, se trouve une résistance de 470 ohms. Cette résistance se justifie au niveau du modèle équivalent du transducteur à ultrasons, car celui-ci est composé d'une résistance et d'une capacité en parallèle. Il importe donc de décharger cette capacité via cette même résistance de 470 ohms.
Les ultrasons qui ont été émis vont revenir affaiblis vers un récepteur d'ultrasons, mais toujours à une fréquence de 40 KHz. Il importe donc d'amplifier sélectivement ce signal de façon à pouvoir réaliser une remise en forme du signal en s'étant affranchi des parasites extérieurs.
Notre récepteur à ultrasons se voit doté d'une résistance de 10 KOhm en parallèle, encore une fois pour décharger la capacité interne de ce récepteur (phénomène identique à l'émetteur). Le récepteur attaque ensuite un suiveur de tension, dont la sortie est en série avec un montage amplificateur sélectif à ampli opérationnel (ici tous les amplificateurs opérationels sont des TL 08X, 4 dans un même boîtier : TL 084). Celui-ci amplifie avec un coefficient de 470 lorsque le circuit bouchon (une inductance et un condensateur en parallèle) est en résonance, ici à 40 KHz. Aux autres fréquences, le circuit bouchon présentant une impédance quasi nulle, les parasites sont donc éliminés. Le signal se dirige ensuite vers un ampli opérationnel monté en comparateur. Il s'agit ici toujours d'un TL. Ces amplis op présentant l'avantage d'une très forte impédance d'entrée (entrée sur JFET). Le comparateur, compare notre signal à une tension ajustable par potentiomètre entre la tension d'alimentation et la masse virtuelle (dont nous allons voir l'utilité tout de suite), la sortie de ce comparateur peut être de Vcc en cas de non-réception d'un signal et proche de la masse en cas de réception. Il importe de diviser par deux cette tension obtenue en sortie de comparateur par un réseau de deux résistances de même valeur pour pouvoir commander la bascule R\-S\. En effet, cette bascule est alimentée en 5 volts régulés, la partie émission/réception étant alimentée avec une tension prélevée directement en sortie de l'alimentation. L'alimentation devrait être, dans l'idéal, aux environs de 12 volts. L'entrée R\ doit être protégé par deux diodes écretteuses (1N4148), elles limitent l'excursion de la tension entre Vcc+0.6V et -0.6V.
Les amplis opérationnels nécessitant une alimentation symétrique, dont on ne peut disposer dans le cadre de cette réalisation (alimentation possible sur accumulateur de faible tension), il a fallu générer une masse virtuelle. C'est-à-dire que la tension d'alimentation est alors divisée par deux. La tension que l'on obtient est appelée masse virtuelle. Vu d'un amplificateur opérationnel qui reçoit la masse et Vcc rapport à cette même masse virtuelle, la masse devient alors équivalente à -Vcc /2 et Vcc à + Vcc/2, il s'agit donc bien d'une alimentation symétrique. La génération de cette masse virtuelle est articulée autour du quatrième et dernier amplificateur opérationnel du circuit TL 084 (TL 084-A4 sur le schéma).
Lors du lancement d'une mesure, la sortie Q de la bascule R\-S\ est à 1 et l'oscillateur 555 A peut alors entrer en oscillation à une fréquence de 17 KHz. Cette valeur n'étant pas prise au hasard, puisque déjà démontrée plus haut. Ce 555 va constituer la base de temps de notre système. Sa sortie va directement attaquer les compteurs, tous placés en cascade (compteurs 4518 du type BCD, deux par boîtier). Les compteurs ou tout du moins les trois premiers vont générer trois mots BCD représentatifs respectivement des unités, dizaines et centaines. Le quatrième compteur va quant à lui servir à la détection de dépassement de la capacité de mesure. En effet, lors du passage de 999 à 1000, il y aura un front descendant sur le bit Q4 du compteur représentatif des centaines que le dernier étage de comptage va prendre en compte en s'incrémentant. La sortie Q1 de notre dernier compteur va alors passer à 1 et par la même entraîner un blocage du comptage et également l'apparition d'une oscillation à 1 Hz au niveau de l'affichage. Nous allons voir comment tout de suite.
Les compteurs 4518 qui sont, comme nous l'avons déjà dit, montés en cascade, reçoivent les fronts d'horloge, non pas sur leur entrée clock mais sur leurs entrées enables qui sont en fait des entrées d'horloge complémentées. Si l'on revient à notre bit de dépassement de capacité (Q1 du dernier compteur), on voit sur le schéma électrique que celui-ci est relié à l'entrée clock du premier compteur. On comprend maintenant que cette opération revient à bloquer le comptage sur la valeur 000 puisque ceci intervient après 999.
Les trois mots BCD représentatifs des unités dizaines centaines, ne peuvent pas commander directement l'afficheur LCD, il faut passer par un, ou plutôt trois dans notre cas, drivers d'afficheurs qui sont ici des 4543. Ces drivers reçoivent donc en entrée un mot de 4 bits BCD et génèrent en sortie un mot de 7 bits qui pilotera chacun des segments.
Avant de poursuivre, il est à noter un détail important qui concerne l'affichage LCD, car contrairement aux afficheurs 7 segments à LED, ce type d'afficheur ne peut recevoir une différence de potentiel constante, sinon cela entraînerait la détérioration du segment soumis à cette différence de potentiel. En conséquence, pour "allumer" un segment ou plutôt pour exciter les cristaux qui s'y trouvent (rendre cette partie opaque), il importe d'utiliser un signal d'horloge de valeur moyenne nulle. Pour arriver à ce résultat, on utilise une nouvelle fois un artifice.
Sur notre schéma électrique, il existe un oscillateur à trigger de Schmitt qui génère ce signal d'horloge. Ce signal est envoyé simultanément à l'entrée commune de l'afficheur LCD (com sur le schéma électrique) et à l'entrée PH des trois drivers 4543. Ainsi, si le driver "désire" allumer un segment, il lui suffira d'inverser le signal présent sur son entrée PH et de l'envoyer au segment correspondant. Ce fait combiné au fait que l'entrée com va recevoir ce même signal en opposition de phase, va donc générer du point de vue du segment une horloge de valeur moyenne nulle. Dans l'hypothèse inverse, pour ne pas allumer un segment, il suffit de lui envoyer le signal PH non inversé.
Il nous reste à voir le clignotement de l'affichage dans le cas d'un dépassement de capacité. Comme déjà expliqué plus loin, le bit Q1 du dernier compteur (celui du dépassement de capacité) se dirige non seulement vers l'entrée clock du premier compteur mais également vers une porte Nand référencée 4093-A2 sur le schéma électrique. Cette porte faisant office d'interrupteur, laissant ou non passer le signal en provenance de l'oscillateur à trigger de Schmitt 4093-A4 en direction de l'entrée BI des drivers d'affichage. L'entrée BI est en effet une commande de blanking (ou vierge en français) qui permet d'effacer l'affichage lorsqu'elle reçoit un état logique haut. Cette entrée BI via un inverseur 4093-A1 est donc reliée à la sortie de notre porte Nand 4093-A2 qui, lors d'un dépassement de capacité, laissera passer l'horloge à 1 Hz vers BI et qui, dans le cas contraire, devra placer BI à 0.
Au niveau de toute la logique intégrée, nous avons fait appel à des circuits MOS du fait de leur faible consommation. C'est pour la même raison que nous avons fait appel à un affichage à cristaux liquides, l'affichage à LED s'avérant trop gourmand en énergie. Malgré ces précautions et du fait de la présence des timers 555 ainsi que des transducteur, la consommation est tout de même de 40 mA en temps normal, 50 mA en pointe (valeurs relevées sur notre montage expérimental). Ceci exclut l'alimentation via une pile 9 volts par exemple. Il va donc falloir utiliser un accumulateur dont la tension de sortie devra approcher 12 volts. Cette valeur n'étant pas critique, loin de là.
La fréquence utilisée pour l'horloge d'affichage à cristaux liquides est de 300 Hz. Cette valeur devant être comprise entre une centaine de Hz et un KHz. En effet, en dessous d'une centaine de hz cela entraînerait un scintillement désagréable de l'affichage. Au-delà de 1 KHz, cela enlèverait tout l'intérêt de l'affichage LCD du fait de l'augmentation de la consommation due au comportement capacitif des segments.
